Impedance Match

Why Impedance Match?

A question often asked by people new to the microwave field is, "what is so important about impedance matching?" The answer is that this is one of the very few known and reliable operating conditions (the others, which are harder to implement and are position-dependent, and for which no power transfer is possible, are the short and open circuit).

Efficient power transfer is possible with other source and load impedances at a single frequency, but the ability to measure and adjust to known conditions is too difficult to be reliable. The other advantage of the matched load condition is that it uniquely removes the requirement for a specific reference plane.

Also, the power-handling capacity of a transmission line is maximum when it is "flat", i.e., operating at low SWR. Lastly, it is important to be able to interconnect a number of different components into a system, and the only way that can be done reliably and predictably is by constraining the reflection coefficients of the various interfaces through impedance matching. Multiple reflections can result in group delay variations that can produce undesired intermodulation in broadband systems.

As we have seen, the S-parameter matrix is especially useful for transmission line and waveguide situations, because the various parameters are defined for matched conditions.

This is extremely helpful in measurement of active devices, which may not be stable with
source or load l l=1 characteristic of a short or open termination.

The greatest amount of engineering time is spent in searching for ways to provide efficient impedance matching, especially to active circuit elements, so it pays to know some of the many useful impedance-matching methods and their limitations. Microwave instruments for measurement of impedance by way of direct measurement or S-parameters are among the most widely used tools of the microwave engineer.

Publicado por Jahir Alonzo Linares Mora C.I: 19769430 CRF

Bibliografia: http://puhep1.princeton.edu/

Isolator (microwave)

An isolator is a two-port device that transmits microwave or radio frequency power in one direction only. It is used to shield equipment on its input side, from the effects of conditions on its output side; for example, to prevent a microwave source being detuned by a mismatched load.

Non-reciprocity

An isolator in a non-reciprocal device, with a non-symmetric scattering matrix. An ideal isolator transmits all the power entering port 1 to port 2, while absorbing all the power entering port 2, so that to within a phase-factor its S-matrix is

To achieve non-reciprocity, an isolator must necessarily incorporate a non-reciprocal material. At microwave frequencies this material is invariably a ferrite which is biased by a static magnetic field. The ferrite is positioned within the isolator such that the microwave signal presents it with a rotating magnetic field, with the rotation axis aligned with the direction of the static bias field. The behaviour of the ferrite depends on the sense of rotation with respect to the bias field, and hence is different for microwave signals travelling in opposite directions. Depending on the exact operating conditions, the signal travelling in one direction may either be phase-shifted, displaced from the ferrite or absorbed.

Types 

• Resonance absorption

In this type the ferrite absorbs energy from the microwave signal travelling in one direction. A suitable rotating magnetic field is found in the TE₁₀ mode of rectangular waveguide. The rotating field exists away from the centre-line of the broad wall, over the full height of the guide. However, to allow heat from the absorbed power to be conducted away, the ferrite does not usually extend from one broad-wall to the other, but is limited to a shallow strip on each face. For a given bias field, resonance absorption occurs over a fairly narrow frequency band, but since in practice the bias field is not perfectly uniform throughout the ferrite, the isolator functions over a somewhat wider band. 

• Using a circulator

 A circulator is a non-reciprocal three- or four-port device, in which power entering any port is transmitted to the next port in rotation (only). So to within a phase-factor, the scattering matrix for a three-port circulator is

A two-port isolator is obtained simply by terminating one of the three ports with a matched load, which absorbs all the power entering it. The biassed ferrite is part of the circulator. The bias field is lower than that needed for resonance absorption, and so this type of isolator does not require such a heavy permanent magnet. Because the power is absorbed in an external load, cooling is less of a problem than with a resonance absorption isolator.

An X band isolator consisting of a waveguide circulator with an external matched load on one port

Two isolators each consisting of a coax circulator and a matched load

Publicado por Jahir Alonzo Linares Mora C.I: 19769430 CRF

Bibliografia: http://en.wikipedia.org/wiki/Isolator_(microwave)

Types of S-parameters

When we are talking about networks that can be described with S-parameters, we are usually talking about single-frequency networks. Receivers and mixers aren't referred to as having S-parameters, although you can certainly measure the reflection coefficients at each port and refer to these parameters as S-parameters. The trouble comes when you wish to describe the frequency-conversion properties, this is not possible using S-parameters.

• Small signal S-parameters are what we are talking about 99% of the time. By small signal, we mean that the signals have only linear effects on the network, small enough so that gain compression does not take place. For passive networks, small-signal is all you have to worry about, because they act linearly at any power level.

• Large signal S-parameters are more complicated. In this case, the S-matrix will vary with input signal strength. Measuring and modeling large signal S-parameters will not be described on this page (perhaps we will get into that someday)

• Mixed-mode S-parameters refer to a special case of analyzing balanced circuits. We're not going to get into that either!

• Pulsed S-parameters are measured on power devices so that an accurate representation is captured before the device heats up. This is a tricky measurement, and not something we're gonna tackle yet.

Publicado por: Jahir Alonzo Linares Mora C.I: 19769430 CRF

Bibliografia: http://www.microwaves101.com/encyclopedia/sparameters.cfm

S-parameters

History of S-parameters

 
S-parameters refer to the scattering matrix ("S" in S-parameters refers to scattering). The concept was first popularized around the time that Kaneyuke Kurokawa of Bell Labs wrote his 1965 IEEE article Power Waves and the Scattering Matrix. Check him out in our Microwaves101 Hall of Fame! It helped that during the 1960s, Hewlett Packard introduced the first microwave network analyzers. We'll also admit that there are several papers that predate Kurokawa's from the 1950s, one good early work was written by E. M. Matthews, Jr., of Sperry Gyroscope Company, titled The Use of Scattering Matrices in Microwave Circuits. Also, Robert Collin's textbook Field Theory of Guided Waves, published 1960, has a brief discussion on the Scattering matrix. Collin's book is extensively annotated, including an author index, which reads like a Who's Who of electromagnetic theory for the first half of the twentieth century.

Introduction to S-parameters

 
Before we get into the math, let's define a few things you need to know about S-parameters.

The scattering matrix is a mathematical construct that quantifies how RF energy propagates through a multi-port network. The S-matrix is what allows us to accurately describe the properties of incredibly complicated networks as simple "black boxes". For an RF signal incident on one port, some fraction of the signal bounces back out of that port, some of it scatters and exits other ports (and is perhaps even amplified), and some of it disappears as heat or even electromagnetic radiation. The S-matrix for an N-port contains a N2 coefficients (S-parameters), each one representing a possible input-output path.

S-parameters are complex (magnitude and angle) because both the magnitude and phase of the input signal are changed by the network. Quite often we refer to the magnitude onl, as it is of the most interest. Who cares how the signal phase is changed by an amplifier or attenuator? You mostly care about how much gain (or loss) you get. S-parameters are defined for a given frequency and system impedance, and vary as a function of frequency for any non-ideal network.

S-parameters refer to RF "voltage out versus voltage in" in the most basic sense. S-parameters come in a matrix, with the number of rows and columns equal to the number of ports. For the S-parameter subscripts "ij", j is the port that is excited (the input port), and "i" is the output port. Thus S11 refers to the ratio of signal that reflects from port one for a signal incident on port one. Parameters along the diagonal of the S-matrix are referred to as reflection coefficients because they only refer to what happens at a single port, while off-diagonal S-parameters are referred to as transmission coefficients, because they refer to what happens from one port to another. Here are the S-matrices for one, two and three-port networks:

 

 

Note that each S-parameter is a vector, so if actual data were presented in matrix format, a magnitude and phase angle would be presented for each Sij.

The input and output reflection coefficients of networks (such as S11 and S22) can be plotted on the Smith chart. Transmission coefficients (S21 and S12) are usually not plotted on the Smith chart.

Definition of S-parameters

S-parameters describe the response of an N-port network to voltage signals at each port. The first number in the subscript refers to the responding port, while the second number refers to the incident port. Thus S21 means the response at port 2 due to a signal at port 1. The most common "N-port" in microwaves are one-ports and two-ports, three-port network S-parameters are easy to model with software such as Agilent ADS, but the three-port S-parameter measurements are extremely difficult to perform with accuracy. Measure S-parameters are available from vendors for amplifiers, but we've never seen a vendor offer true three-port S-parameters for a even a simple SPDT switch (a three-port network).

Let's examine a two-port network. The incident voltage at each port is denoted by "a", while the voltage leaving a port is denoted by "b". Don't get all hung up on how two voltages can occur at the same node, think of them as traveling in opposite directions!

If we assume that each port is terminated in impedance Z0, we can define the four S-parameters of the 2-port as:

There's a missing step to this derivation, which was pointed out by Alex (thanks!) You'll find the complete derivation on Wikipedia, we'll update this page soon.

See how the subscript neatly follows the parameters in the ratio (S11=b1/a1, etc...)? Here's the matrix algebraic representation of 2-port S-parameters:

If we want to measure S11, we inject a signal at port one and measure its reflected signal. In this case, no signal is injected into port 2, so a2=0; during all laboratory S-parameter measurements, we only inject one signal at a time. If we want to measure S21, we inject a signal at port 1, and measure the resulting signal exiting port 2. For S12 we inject a signal into port 2, and measure the signal leaving port 1, and for S22 we inject a signal at port 2 and measure its reflected signal.

Did we mention that all of the a and b measurements are vectors? It isn't always necessary to keep track of the angle of the S-parameters, but vector S-parameters are a much more powerful tool than magnitude-only S-parameters, and the math is simple enough either way.

S-parameter magnitudes are presented in one of two ways, linear magnitude or decibels (dB). Because S-parameters are a voltage ratio, the formula for decibels in this case is

Sij(dB)=20*log[Sij(magnitude)]

Remember that power ratios are expressed as 10xlog(whatever). Voltage ratios are 20xlog(whatever), because power is proportional to voltage squared.

The angle of a vector S-parameter is almost always presented in degrees (but of course, radians are possible).

Publicado por Jahir Alonzo Linares Mora CI: 19769430 CRF

Bibliografia: http://www.microwaves101.com/encyclopedia/sparameters.cfm

 

MPC y HMIC

En 1951, aparece la tecnología MPC, cuyo significado se puede traducir por circuitos impresos de microondas. Se basaba en la tecnología stripline, que destaca por una línea de configuración planar y un cable coaxial modificado. Destacaban porque eran ligeros, de fácil fabricación y su producción tenía un coste barato. Su sustrato estaba hecho de teflón (PTFE).

Las diferentes aplicaciones de la tecnología se muestran a continuación:

En 1952, se crea la tecnología Microstrip, y con ella, se desarrolla otra tecnología, la HMIC, circuitos integrados de microondas híbridos. Las claves fueron el desarrollo de los transistores FET frente a los BJT, ya que eran más pequeños, se podía trabajar a más alta frecuencia e introducían menos ruido. El sustrato estaba compuesto de alúmina. Un punto a destacar es que esta tecnología posee una capa de metalización de sus conductores, líneas de transmisión y componentes discretos, como son resistencias, condensadores, inductores… pegadas al sustrato.

Las propiedades que destacan de la tecnología HMIC se pueden resumir en la siguiente lista:

• Creación de la tecnología a una escala muy pequeña
• Sustratos de alta permitividad
• Gran nivel de integración.
• Producción a gran escala.

Tres son los procesos que destacan a la hora de la fabricación de la tecnología HMIC:

Fotograbado o Thin-Film: Producción en cadena y espectro ancho.
Serigrafía o Thick-Film: Fabricación barata y cubre el espectro de microondas.
Cerámica cocida a baja temperatura o Low-Temperature Cofired Ceramic (LTCC): Multicapa, elevada integración y flexibilidad de diseño.

Las claves por las cuales esta tecnología se superpuso a las tecnologías de su época fue debido al buen comportamiento que tenía a muy altas frecuencias y la estandarización de los procesos de fabricación le dieron a esta tecnología una ventaja sobre las demás.

Publicado por: Jahir Alonzo Linares Mora C.I: 19769430 CRF

Bibliografía: http://es.wikipedia.org/wiki/Circuito_integrado_de_microondas

MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuits)

Los circuitos MMI o MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuits) son un tipo de circuitos integrados que operan en frecuencias de microondas, es decir, entre 300 MHz y 300 GHz. La técnica de fabricación de los circuitos MMIC se basa en la utilización de líneas de transmisión planares, y se realiza con compuestos de semiconductores compuestos, tales como el arsenurio de galio (GaAS), nitrato de galio (GaN) y el germanio de silicio (SiGe).

Las entradas y salidas de los dispositivos MMIC se adaptan, generalmente, con una impedancia característica de 50 ohmios. Esto facilita el uso de dichos dispositivos, así como su uso en forma de cascada, ya que no requieren red de adaptación externa. Adicionalmente, la mayoría de los equipamientos de pruebas de microondas se diseñan para operar en unas condiciones de 50 ohmios.

Los MMIC son dimensionalmente pequeños (desde 1 mm2 a 10 mm2) y pueden ser producidos a gran escala, lo que ha facilitado su proliferación en dispositivos de alta frecuencia, como pueden ser los teléfonos móviles.

• Historia

Entre 1930 y 1960 la tecnología de microondas consistía en la utilización de guías de ondas para la creación de circuitos, lo que conllevaba que el proceso de fabricación fuese largo y costoso. La revolución aparece sobre 1960 con la aparición de la tecnología planar y la producción de materiales dieléctricos más baratos y con menos pérdidas, dando lugar a la tecnología MIC (Microwaves Integrated Circuits).

Ésta tecnología evoluciona a los MIC monolíticos (MMIC) cuando en 1975 Ray Pengelly y James Turner publican su estudio “Monolithic Broadband GaAs FET Amplifiers”, convirtiéndose así en los padres e inventores de los MMIC. Cuando trabajaban en Plessey diseñaron un amplificador de una sola etapa con una ganancia de 5 dB en la banda X que usaba puertas de escritura óptica de 1 micrón. Usaban sistemas de optimización por ordenador para diseñar su elemento, haciendo uniones de estructuras. El proceso de “backside” todavía no había sido inventado, así que los FET tenían toma de tierra externa.

Los primeros MMIC se fabricaron de Arseniuro de Galio (GaAs), el cual tiene dos ventajas fundamentales frente al Silicio (Si), que es el material tradicional para la fabricación de circuitos integrados: la velocidad del dispositivo y el sustrato semi-aislante. Este tipo de circuito usa una solución cristalina para el dieléctrico y la capa activa. El GaAs es útil gracias a su capacidad para trabajar en altas frecuencias y a que su alta resistividad evita interferencias entre dispositivos. Esto permite la integración de dispositivos activos (radiofrecuencia), líneas de transmisión y elementos pasivos en un único sustrato.

En los años 80, la Agencia de Proyectos Avanzados de Investigación de Defensa (DARPA) empezó a realizar un gran esfuerzo para obtener un mayor desarrollo de los circuitos integrados de microondas para sustituir los tubos, cavidades y dispositivos discretos usados en sistemas de telecomunicación y radar. Bajo contratación de DARPA, Northrop Grumman Corporation (antiguamente TRW) consiguió producir con éxito MMICs de GaAs usando Transistores de Alta Movilidad Electrónica (HEMT) y Transistores Bipolares de Unión Heterogénea (HBT).

En los primeros MMICs, todos los circuitos estaban hechos con GaAs MESFET, diodos IMPATT (Impact Ionization Avalanche Transit Time) y diodos varactores, pero con la maduración de la tecnología GaAs se incrementa el uso de Hits, HEMTs y PHEMTs en aplicaciones nicho. En la siguiente tabla se tiene los circuitos usados comúnmente en cada dispositivo, además de los fallos originados en la mayoría dispositivos activos de los MMIC.

• Fabricación

Desde hace unas cuantas décadas, los circuitos de microondas de estado sólido eran fabricados exclusivamente en base a componentes discretos que incluían dispositivos de circuitos activos de semiconductor como transistores y diodos. Incluso hoy, el mercado es compartido entre los antiguos diseños y los nuevos. Mientras que los componentes discretos son hechos en base a tecnologías bipolares de silicio, los circuitos MMIC son hechos principalmente de arseniuro de galio (GaAs).

Los circuitos MMIC ofrecen mejoras de ancho de banda sobre los circuitos hechos en base a componentes integrados. La razón de esto es que se evitan pérdidas eléctricas y capacidades parásitas al poderse colocar las redes de acoplamiento más próximamente a los transistores. Este efecto produce un gran avance en la fiabilidad de las aplicaciones que requieren un gran número de elementos. En estas aplicaciones cada módulo del sistema de arrays puede necesitar cerca de tres chips que incorporen amplificadores de potencia, amplificadores de bajo ruido y desplazadores de fase. Los beneficios de la integración de aplicaciones de microondas hasta ahora han sido exclusivamente para los dispositivos de arseniuro de galio. Una razón de que el arseniuro de galio haya sido elegido para este tipo de aplicaciones es que este material tiene una alta movilidad de electrones que incrementa el rendimiento de los dispositivos a altas frecuencias. Mientras que los transistores bipolares pueden ser utilizados a frecuencias de microondas, los circuitos integrados que tienen una movilidad de electrones más baja son generalmente inferiores en frecuencias de microondas. La movilidad de los electrones no es el único parámetro a favor del arseniuro de galio. La gran capacidad de aislamiento del arseniuro de galio también debe ser tomada en cuenta. Ordinariamente el material de silicio es varios órdenes de magnitud más conductivo que el arseniuro de galio limitando esta característica la ganancia máxima que puede estar disponible a altas frecuencias por dispositivos de silicio. Este aislamiento inhibe corrientes parásitas entre electrodos de transistores en el mismo chip que de otra forma afectarían su rendimiento como un circuito de microondas integrado.

Históricamente, y a pesar de los avances en arseniuro de galio descritos más arriba, la utilización de este materias a gran escala ha sido lento debidos a los problemas de fabricación. Estos problemas han incluido la indisponibilidad de material de substrato de arseniuro de galio de gran calidad. Métodos de fabricación no orientados hacia las obleas de rápida respuesta que en silicio han tendido hacia la evolución de una tecnología de fabricación competitiva, y los problemas básicos con un compuesto de semiconductor frente a uno simple. Estos se reflejan en la dificultad del procedimiento de control y ceden en mantenimiento que afecta al coste por unidad. Además de esto la fragilidad física y química del material que hace más compleja la fabricación incluso desde sus inicios. Las obleas de arseniuro de galio se destacan por su fragilidad que desemboca en que sólo la mitad de las obleas sobreviven desde las primeras pruebas de radiofrecuencia. Mientras que la industria de silicio se orienta hacia las obleas de 200 mm, el arseniuro de galio están disponibles desde los 75 mm de diámetro con un coste muy superior al silicio. Hoy en día la producción de arseniuro de galio es una pequeña parte del mercado para dispositivos de silicio. Por lo tanto la penalización en costes asociada con el mayor rendimiento del arseniuro de galio es un punto en contra.

Un subconjunto de la tecnología CMOS es llamada SOI (Silicon On Insulator). Durante la última década, las implementaciones de SOI se han convertido en las preferidas para fabricar circuitos integrados de señal de alta radiación. Un subconjunto de SIO es el SOS (Silicon On Sapphire). Esta tecnología conduce al endurecimiento de los requisitos para mejorar el aislamiento electrónico de los componentes en el substrato. En particular, la distribución del exceso de electrones creada por el bombardeo de radiación es confinada a fin de evitar que cause sobrecargas o errores “débiles”. La misma técnica ofrece una gran mejora en frecuencia. Aun así el problema con la tecnología SOS es que posee una interfaz electrónica imperfecta entre el aislante sobre la que el silicio se deposita y el mismo silicio. Esto resulta en un efecto de “canal de lagunas”. Mientras que las imperfecciones relacionadas con este efecto no dificultan la radiación por sí solas, tienden a deteriorar el dispositivo con respecto a su rendimiento habitual y pueden afectar gravemente las especificaciones normales del circuito. Este efecto puede ser particularmente desastroso en frecuencias de microondas ya que limita la ganancia máxima disponible. Aparte de estas limitaciones el grosor mínimo del dispositivo que puede ser aislado es una contrapartida. Sin embargo hoy en día hay alternativas al silicio sobre zafiro.

En los últimos años una nueva tecnología de materiales de silicio SOI se ha desarrollado. Se llama “Separación por Implantación en Oxígeno” (SIMOX). Para hacer una oblea en esta tecnología se implanta una gran cantidad de oxígeno sobre la sperficie de la oblea. Templando esta superficie convierte esta superficie en una película de cristal aislante. La ventaja de esta técnica sobre el SOS es la disminución del grosor de la capa activa confinando los efectos de la radiación de ionización. Los efectos del efecto de lagunas también es minimizado. Sin embargo, aunque los dispositivos activos están desacoplados del substrato literalmente, permanecen acoplados en cuanto a efectos de capacitancia y por tanto unos con respecto a otros en frecuencias de microondas a causa de las propiedades conductivas del substrato. En otras palabras, a pesar de la capa de aislamiento, inclusive los dispositivos SIMOX no son idóneos para su utilización en circuitos de microondas debido a que el silicio bajo la capa de aislamiento tiene propiedades conductivas a frecuencias de microondas.

A fin de aumentar el rendimiento y disminuir la limitación de costes de las tecnologías actuales, esta técnica permite mejorar la fabricación de circuitos monolíticos en silicio que son capaces de operar en frecuencias de microondas se utilizará un sustrato de silicio de alta resistividad , que se obtiene con una técnica de zona flotante que implanta una capa de aislamiento cerca de su superficie superior, preferiblemente SIMOX. Se forja un plano conductivo en el fondo del sustrato y se forja un circuito en la capa activa de silicio que permanece sobre la capa SIMOX de aislamiento.

Las tecnologías que incrementan el rendimiento en altas frecuencias del MICROX comprenden:

• Una superficie inferior de rectificación de contacto.
• Replicación de circuitos usando litografía.
• Bajo coste microstrip.
• Capa de nitrato en el fondo de la oblea durante el procesamiento CMOS.

Este método de fabricación se llama MICROX. Esta técnica conlleva unos costes más de fabricación sobre silicio de circuitos integrados que son operativos a frecuencias de gigahercios. Como toda tecnología basada en silicio, MICROX saca partido de la amplia infraestructura de fabricación que conllevan los dispositivos modernos. Para aplicaciones que necesitan de un gran número de dispositivos como los sistemas de comunicaciones modernos, la implementación de dispositivos MICROX puede hacer disponible grandes cantidades de circuitos integrados para aplicaciones de microondas.

Quizás la ventaja más importante de GaAs es que sus electrones son acelerados a velocidades más altas, por lo que atraviesan el canal de transistor en menos tiempo. Esta mejora de la movilidad de electrones es la propiedad fundamental que permite trabajar a frecuencias más altas y velocidades de conmutación más rápidas. Mientras que la principal razón de hacer transistores de GaAs es la mayor velocidad en el funcionamiento, que se consigue con una frecuencia máxima de operación más alta o velocidades de conmutación más altas, las propiedades físicas y químicas de GaAs hacen que su empleo en la fabricación de transistores sea difícil. Los inconvenientes del GaAs son una conductividad térmica inferior y un coeficiente de expansión térmica más alto que el silicio y el germanio. Sin embargo, como las nuevas aplicaciones de mercado exigieron el funcionamiento más alto que podría ser alcanzado sólo con la máxima dinámica de los electrones de GaAs, estos obstáculos han sido vencidos. Los mercados que llevaron a los avances en el crecimiento del material y las técnicas de fabricación de semiconductores de GaAs son la industria de defensa y espaciales. Estas requirieron sistemas con circuitos de frecuencia más alta para radares, comunicaciones seguras, y sensores. La madurez de GaAs condujo a la aparición de nuevos mercados, como redes locales inalámbricas (WLANs), sistemas de comunicación personales (PCSs), el satélite de difusión directa (DBS) la transmisión y la recepción por el consumidor, sistemas de posicionamiento global (GPS) y la comunicación global celular. Estos mercados comerciales requirieron la introducción de tecnología basada en GaAs para encontrar utilidades a los sistemas que no eran alcanzables con el silicio y el germanio. Una desventaja del GaAs es el coste y la disponibilidad respecto al silicio. Existen muchas reticencias en lo relativo al uso del GaAs como pueden ser: -El entendimiento de los mecanismos a la hora de implementar sistemas de silicio es más sencillo -El coste del GaAs es mucho más elevado que el del silicio -El uso del silicio en sistemas de baja frecuencia, y en sistemas de integración a gran escala ha desarrollado técnicas muy fuertes para producción industrial. Sin embargo cuando el coste de fabricación es comparado al funcionamiento, el valor añadido al sistema al usar tecnología GaAs en la mayoría de los casos justifica los pagos producidos por el aumento del coste de fabricación. Al tiempo que WLAN, PCS, DBS, el GPS, y mercados celulares crecen, el coste para fabricar GaAs disminuirá, y la duda de usar GaAs más que el silicio dependerá de la capacidad de GaAs de satisfacer las necesidades técnicas del mercado.

Los diodos PIN (p-type-insulator-n-type) de GaAs no estaba disponible para los diseñadores de MMIC. Ésta se debía a su rápida velocidad de transferencia, su alto voltaje de corte y a una resistencia variable perjudicial.

Esta indisponibilidad de las regiones tipo-p del GaAs cambiaron con el GaAs HTB MMIC. Con el buen rendimiento de los HBTs, la implantación de iones tipo-p y el crecimiento MBE se están incorporando ahora a las fábricas de producción de GaAs. Mediante el uso de la capa base p+, la región colectora n-, y la capa de contacto ohmica del colector n+ del HBT, como se muestra en la figura, los MMIC con diodos PIN se pueden fabricar fácilmente en la línea de fabricación de GaAs HBT.

• Tecnología SIGe

Es un tecnología innovadora que ofrece menos ruido que otras alternativas de silicio y rendimiento comparables a los dispositivos más caros GaAs.

Con esta nueva tecnología se aumentará enormemente la sensibilidad del sistema, y los usuarios de 3G, GPS, televisión móvil o dispositivos portátiles no sólo encontrarán funciones como la recepción de datos de alta velocidad, navegación o los servicios de televisión descritos en el manual, sino que además podrán usar esas características, incluso en condiciones difíciles, por ejemplo, en el interior de un edificio o espacios cerrados.

Publicado por: Jahir Alonzo Linares Mora

CI: 19769430    CRF

Bibliografia: http://es.wikipedia.org/wiki/MMIC

DESARROLLO Y APLICACIÓN DE ALGORITMOS GENÉTICOS EN EL DISEÑO DE CAVIDADES MULTIMODO EN PROCESOS DE CALENTAMIENTO POR MICROONDAS

Autor: DOMÍNGUEZ TORTAJADA ELSA.

Año: 2005.

Universidad: POLITÉCNICA DE CARTAGENA [Más tesis de esta universidad] [www.upct.es].

Centro de lectura: UNIVERSIDAD POLITÉCNICA DE CARTAGENA.

Centro de realización: UNIVERSIDAD POLITÉCNICA DE CARTAGENA..

Resumen: El contenido de la tesis está centrado en la optimización de diferentes diseños de sistemas de calentamiento por microondas cn la intención de conseguir mejoras en el funcionamiento y calida de los procesos. En las aplicaciones de calentamiento industrial es muy valioso conseguir diseños eficientes in necesidades de implementarlos físicamente en busca del que ofrezca mejores prestaciones, ya que económicamente sería prácticamente inviable. Por ello es importante la utilización de herramientas de optimización junto con simuladores electromagnéticos que nos ofrezcan la posibilidad de investigar en este sentido. Los dos objetivos abordados en la tesis son la adaptación del magnetrón a la carga y la uniformización de campo eléctrico sobre la muestra que debe calentarse. Estos dos objetivos son especialmente interesantes en calentamiento con microondas porque de ellos depende la eficiencia del porceso y la calidad de los productos tratados. Primeramente se realiza un análisis de las características del calentamiento dieléctrico y del diseño de un sistema de calentamiento por microondas, donde se incluye un estado del arte de los métodos utilizados para conseguir la adaptación y la uniformización de campo perseguidas. A continuación se presenta la técnica de optimización, los Algoritmos Genéricos, que presentan unas características adecuadas para el diseño electromagnético. El optimizador se encargará por tanto de explorar el espacio de soluciones en busca de los parámetros de diseño que satisfagan el objetivo propuesto en cada caso. Para ello establece una comunicación con un simulador electromagnético comercial que le reporta la información necesaria para determinar la idoneidad de cada modelo. Con el propósito de que el sistema fuera lo más real posible, se han considerado muestras de diferentes materiales, todos ellos susceptibles de tratamiento con microondas e igualmente se han utilizado tipos diferentes de cavidades y configuraciones. Se han analizado diseños de muli-alimentación en los que se averiguan la posición óptima de las guías que alimentan la cavidad, sistemas de alimentación compuestos de ranuras en lo que se optimiza su posición, orientación e incluso dimensiones. Por otro lado, se analiza la posibilidad de rodear la muestra que se pretende calentar con diferentes capas dieléctricas que se optimizan en grosor y propiedades. Por último, seplantea la inserción de elementos en el interior de la cavidad de diferente tamaño y material, que también es optimizada en busca de los objetivos anteriormente expuestos. Todos estos diseños se han optimizado para conseguir cada uno de los objetivos de adaptación y uniformidad de campo y se han conseguido resultados extraordinariamente satisfactorios. Posteriormente un diseño concreto, en el que se investiga la alimentación con una guía, ha sido optimizado para la consecución de varios objetivos simultáneamente. En este caso la solución hallada es resultado de un compromiso entre todos ellos. A pesar de las provechosas y demostradas ventajas del calentamiento mediante microondas, algunas industrias todavía no se deciden a sustituir sus sistemas tradicionales de calentamiento. Esta tesis permite demostrar que es posible diseñar sistemas que satisfagan los objetivos que se deseen y con ello se puede fomentar la generalización del uso de las microondas en la infinidad de posibles aplicaciones en las que pueden introducirse.

Publicado por: Jahir Alonzo Linares Mora

CI: 19769430     CRF

Bibliografia: http://www.kriptia.com/FISICA/ELECTROMAGNETISMO/RADIOONDAS_Y_MICROONDAS/1

Microondas

Se denomina microondas a las ondas electromagnéticas definidas en un rango de frecuencias determinado; generalmente de entre 300 MHz y 300 GHz, que supone un período de oscilación de 3 ns (3×10-9 s) a 3 ps (3×10-12 s) y una longitud de onda en el rango de 1 m a 1 mm. Otras definiciones, por ejemplo las de los estándares IEC 60050 y IEEE 100 sitúan su rango de frecuencias entre 1 GHz y 300 GHz, es decir, longitudes de onda de entre 1 cm a 100 micrometros

El rango de las microondas está incluido en las bandas de radiofrecuencia, concretamente en las UHF (ultra-high frequency, frecuencia ultra alta en español) (0.3 – 3 GHz), SHF (super-high frequency, frecuencia super alta) (3 – 30 GHz) y EHF (extremely high frequency, frecuencia extremadamente alta) (30 – 300 GHz). Otras bandas de radiofrecuencia incluyen ondas de menor frecuencia y mayor longitud de onda que las microondas. Las microondas de mayor frecuencia y menor longitud de onda —en el orden de milímetros— se denominan ondas milimétricas, radiación terahercio o rayos T.

La existencia de ondas electromagnéticas, de las cuales las microondas forman parte del espectro de alta frecuencia, fueron predichas por Maxwell en 1864 a partir de sus famosas Ecuaciones de Maxwell. En 1888, Heinrich Rudolf Hertz fue el primero en demostrar la existencia de ondas electromagnéticas mediante la construcción de un aparato para producir ondas de radio.

• Generación

Las microondas pueden ser generadas de varias maneras, generalmente divididas en dos categorías: dispositivos de estado sólido y dispositivos basados en tubos de vacío. Los dispositivos de estado sólido para microondas están basados en semiconductores de silicio o arsenuro de galio, e incluyen transistores de efecto campo (FET), transistores de unión bipolar (BJT), diodos Gunn y diodos IMPATT. Se han desarrollado versiones especializadas de transistores estándar para altas velocidades que se usan comúnmente en aplicaciones de microondas.

Los dispositivos basados en tubos de vacío operan teniendo en cuenta el movimiento balístico de un electrón en el vacío bajo la influencia de campos eléctricos o magnéticos, entre los que se incluyen el magnetrón, el Klistrón, el TWT y el girotrón.

• Usos

El Active Denial System (ADS, Sistema Activo de Rechazo) es un proyecto del Ejército de los Estados Unidos en fase de desarrollo para el uso de microondas como arma no letal. El ADS produciría un aumento de la temperatura corporal de un individuo situado a una distancia de hasta 500 metros, mediante el mismo sistema que utiliza un horno microondas.

Una de las aplicaciones más conocidas de las microondas es el horno de microondas, que usa un magnetrón para producir ondas a una frecuencia de aproximadamente 2,45 GHz. Estas ondas hacen vibrar o rotar las moléculas de agua, lo cual genera calor. Debido a que la mayor parte de los alimentos contienen un importante porcentaje de agua, pueden ser fácilmente cocinados de esta manera.

En telecomunicaciones, las microondas son usadas en radiodifusión, ya que estas pasan fácilmente a través de la atmósfera con menos interferencia que otras longitudes de onda mayores. También hay más ancho de banda en el espectro de microondas que en el resto del espectro de radio. Usualmente, las microondas son usadas en programas informativos de televisión para transmitir una señal desde una localización remota a una estación de televisión mediante una camioneta especialmente equipada. Protocolos inalámbricos LAN, tales como Bluetooth y las especificaciones de Wi-Fi IEEE 802.11g y b también usan microondas en la banda ISM, aunque la especificación 802.11a usa una banda ISM en el rango de los 5 GHz. La televisión por cable y el acceso a Internet vía cable coaxial usan algunas de las más bajas frecuencias de microondas. Algunas redes de telefonía celular también usan bajas frecuencias de microondas.

En la industria armamentística, se han desarrollado prototipos de armas que utilicen la tecnología de microondas para la incapacitación momentánea o permanente de diferentes enemigos en un radio limitado.

La tecnología de microondas también es utilizada por los radares, para detectar el rango, velocidad y otras características de objetos remotos; o en el máser, un dispositivo semejante a un láser pero que trabaja con frecuencias de microondas.

Las cámaras de RF ejemplifican el gran cambio que recientemente ha surgido en este tipo de tecnologías. Desempeñan un papel importante en el ámbito de radar, detección de objetos y la extracción de identidad mediante el uso del principio de imágenes microondas de alta resolución, que consiste, esencialmente, en un transmisor de impulsos para iluminar la tarjeta, un auto-adaptador aleatorio de fase seguido por un receptor de microondas que produce un holograma a través del cual se lee la información de la fase e intensidad de la tarjeta de radiación.

Publicado por: Jahir Alonzo Linares Mora

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Bibliografia: http://es.wikipedia.org/wiki/Microondas

Linea de Transmision

Las ondas planas uniformes, son ejemplos de propagación de ondas sin guías (libremente), en el sentido de que una vez que se han propagado en una dirección, dentro de un bloque infinito de material, continúan propagándose en la misma dirección. De acuerdo con lo anterior, las líneas de transmisión (al igual que las guías de onda) se utilizan para guiar la propagación de la energía de un punto a otro.

Así pues, una línea de transmisión se puede definir como un dispositivo para transmitir o guiar energía de un punto a otro. Usualmente se desea que la energía sea transportada con un máximo de eficiencia, haciendo las pérdidas por calor o por radiación lo más pequeñas posible.

Las líneas de transmisión pueden ser de muchas formas y tamaños. Es conveniente clasificarlas en base a las configuraciones de sus campo E y H, es decir, en base a los modos que pueden transmitir. De esta manera, las líneas de transmisión se pueden dividir en dos grupos principales:

1) Las que son capaces de transmitir el modo Transversal Electromagnético (TEM). Del cual se desprenden las O.P.U.

2) Las que son capaces de transmitir únicamente modos de orden más alto.

En un modo TEM ambos, el campo eléctrico y el campo magnético, están completamente en la dirección de propagación. No hay componente ni de E, ni de H en la dirección de transmisión. Por ejemplo, si la dirección de transmisión es en Z, entonces las únicas posibilidades para la dirección de E y de H serían Ex y Hy ó Ey y Hx. La única diferencia con las O.P.U. es que en el modo TEM E y H no necesariamente son independientes de su posición en el plano formado por XY (el cual es transversal a Z). Mientras que en las O.P.U. E Y H sí deben ser independientes de su posición en estos planos (esto es la característica de uniformidad).

Los modos de más alto orden siempre tienen al menos una componente, de alguno de los campos en la dirección de transmisión.

Todas las líneas de dos conductores como el cable coaxial o el cable de dos hilos son ejemplos de líneas que transmiten el modo TEM o simplemente de líneas TEM; mientras que las guías de onda huecas, de un solo conductor, son ejemplos de líneas de modos más altos.

En resumen:

1) Línea modo TEM.- E y H son totalmente transversales a la dirección de transmisión. Ejemplos: todas las líneas de dos conductores.

2) Línea modo de más alto orden.- E ó H ó ambos tienen componentes en la dirección de transmisión. Ejemplos de modos de más alto orden son el modo TM, el modo TE. Ejemplos de este tipo de líneas de transmisión son las guías de onda huecas de un solo conductor o las líneas trifásicas.

En el ámbito electrónico el término "línea" o "línea de transmisión" usualmente se utiliza únicamente para hacer referencia a los dispositivos que pueden transmitir modo TEM, mientras que el término "guía" o "guía de onda" se utiliza para hacer referencia a los dispositivos que pueden transmitir modos de más alto orden.

A continuación se muestra el diagrama utilizado para representar una línea de transmisión y en seguida se mostrarán algunas analogías útiles entre las O.P.U. y las líneas de transmisión:

Publicado por: Jahir Alonzo Linares Mora

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Bibliografia: http://www.monografias.com/trabajos16/lineas-de-transmision/lineas-de-transmision.shtml

Introduction to Rectangular Waveguides

Rectangular waveguides are th one of the earliest type of the transmission lines. They are used in many applications. A lot of components such as isolators, detectors, attenuators, couplers and slotted lines are available for various standard waveguide bands between 1 GHz to above 220 GHz.

A rectangular waveguide supports TM and TE modes but not TEM waves because we cannot define a unique voltage since there is only one conductor in a rectangular waveguide. The shape of a rectangular waveguide is as shown below. A material with permittivity e and permeability m fills the inside of the conductor.

A rectangular waveguide cannot propagate below some certain frequency. This frequency is called the cut-off frequency.

Here, we will discuss TM mode rectangular waveguides and TE mode rectangular waveguides separately. Lets start with the TM mode´

• TM Modes

 Consider the shape of the rectangular waveguide above with dimensions a and b (assume a>b) and the parameters e and m. For TM waves Hz = 0 and Ez should be solved from equation for TM mode;

                   Ñ2xy Ez0 + h2 Ez0 = 0

Since Ez(x,y,z) = Ez0(x,y)e-gz, we get the following equation,

If we use the method of separation of variables, that is Ez0(x,y)=X(x).Y(y) we get,

Since the right side contains x terms only and the left side contains y terms only, they are both equal to a constant. Calling that constant as kx2, we get;

where ky2=h2-kx2

Now, we should solve for X and Y from the preceding equations. Also we have the boundary conditions of;

Ez0(0,y)=0

Ez0(a,y)=0

Ez0(x,0)=0

Ez0(x,b)=0

From all these, we conclude that

X(x) is in the form of sin kxx, where kx=mp/a, m=1,2,3,
Y(y) is in the form of sin kyy, where ky=np/b, n=1,2,3,

So the solution for Ez0(x,y) is

From ky2=h2-kx2, we have;

From these equations, we get

where

Here, m and n represent possible modes and it is designated as the TMmn mode. m denotes the number of half cycle variations of the fields in the x-direction and n denotes the number of half cycle variations of the fields in the y-direction.

When we observe the above equations we see that for TM modes in rectangular waveguides, neither m nor n can be zero. This is because of the fact that the field expressions are identically zero if either m or n is zero. Therefore, the lowest mode for rectangular waveguide TM mode is TM11 .

Here, the cut-off wave number is  

At a given operating frequency f, only those frequencies, which have fc

The mode with the lowest cut-off frequency is called the dominant mode. Since TM modes for rectangular waveguides start from TM11 mode.

• TE Mode 

Consider again the rectangular waveguide below with dimensions a and b (assume a>b) and the parameters e and m.

For TE waves Ez = 0 and Hz should be solved from equation for TE mode;

Ñ2xy Hz + h2 Hz = 0

 

 

 

 

 

 

 

 

Since Hz(x,y,z) = Hz0(x,y)e-gz, we get the following equation,

If we use the method of separation of variables, that is Hz0(x,y)=X(x).Y(y) we get,

Since the right side contains x terms only and the left side contains y terms only, they are both equal to a constant. Calling that constant as kx2, we get 

 

Publicado por: Jahir Alonzo Linares Mora

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Bibliografia: http://www.ee.bilkent.edu.tr/~microwave/programs/magnetic/rect/info.htm

Diseño de Filtros de Microondas por Sintesis y Optimizacion

Actualmente están disponibles varias técnicas y metodologías para el diseño de filtros de microondas. Se pueden encontrar en la literatura artículos que revisan el estado del arte en este campo, los cuales habilitan a los diseñadores para seleccionar el método más conveniente para diversas aplicaciones y topologías de filtros.

Todos estos métodos de diseño generalmente consisten de dos pasos secuenciales: primero se resuelve un problema de síntesis usando técnicas típicamente provenientes de la síntesis de redes con parámetros concentrados, y luego se establece un equivalente adecuado entre el circuito sintetizado y la estructura real distribuida que se va a construir, permitiendo dimensionar físicamente la estructura. Anteriormente, el segundo paso por lo general se realizaba mediante un modelado circuital simple (aproximado) de la estructura física del filtro. En la actualidad, la tendencia es hacia aprovechar las técnicas de optimización y sacar ventaja de los simuladores electromagnéticos (EM) de onda completa disponibles, los cuales pueden analizar la estructura física completa de muchos filtros.

La optimización es una herramienta muy poderosa, pero debe ser aplicada juiciosamente. De hecho, sin un buen punto inicial (i.e., las dimensiones inicialmente asignadas a la estructura física a ser optimizada), hasta el más elegante procedimiento de optimización puede ser incapaz de encontrar una solución aceptable. Más aún, colocar un simulador electromagnético de propósito general dentro de un ciclo típico de optimización de simulación circuital es, por lo general, un error. Para cualquier número razonable de variables, el tiempo de simulación electromagnética es por lo general prohibitivo. El propósito de este trabajo es mostrar algunas formas de mezclar el dimensionamiento aproximado de filtros (basado en síntesis de redes) y la optimización (basada en modelado EM), para un diseño rápido y exacto.

Primero revisamos la síntesis de filtros pasa-banda de anchos de banda estrechos o moderadamente estrechos, y presentamos algunos ejemplos de dimensionamiento aproximado. En seguida introducimos la optimización de filtros eléctricos con rizo uniforme, y presentamos un método muy eficiente para la optimización de filtros prototipo basados en simulación electromagnética.

• 
  
  Diseño de Filtros de Microondas por Síntesis

Síntesis Aproximada de Filtros Pasa-Banda con Anchos de Banda Estrechos o Moderados

La aplicación directa de técnicas exactas para la síntesis de redes es posible sólo en unos cuantos casos, debido a que existen restricciones impuestas por la estructura física que constituye al filtro. Para hacer más viable el paso de la síntesis, se han desarrollado algunas técnicas aproximadas para filtros de banda estrecha; la más ampliamente utilizada está basada en el trabajo de Cohn , posteriormente revisada y extendida por Matthaei et al. , en donde se introduce el uso del elemento inversor junto con la equivalencia de banda estrecha entre resonadores concentrados y distribuidos, basada en el parámetro de la pendiente de la reactancia (o de la susceptancia). El uso de estas técnicas aproximadas de síntesis proporciona resultados muy satisfactorios para filtros con anchos de banda estrechos o moderados (en algunos casos hasta de un 20% de ancho de banda normalizado), y por lo tanto son adecuadas para muchas aplicaciones prácticas de filtros de microondas pasa-banda.

Usando la teoría actual de circuitos, la síntesis de filtros pasa-banda generalmente se lleva a cabo en el dominio de la frecuencia normalizada Ω, a través de adecuadas transformaciones en frecuencia pasa-banda/pasa-bajas. En este dominio, la banda de paso es definida entre 0 y 1, mientras que la banda de rechazo es mapeada de Ωa al infinito. La transformación más popular para definir el dominio normalizado Ω proviene del mundo de los resonadores concentrados y se define como:

donde f es la frecuencia en el dominio pasa-banda, f0 es la frecuencia central de la banda de paso (dada por el promedio geométrico de los límites de la banda de paso), y B es el ancho de la banda de paso. Como es bien sabido, la anterior transformación también arroja resultados aceptables para filtros con resonadores distribuidos, siempre y cuando el ancho de banda normalizado (B/f0) no exceda 0.1 ~ 0.2, dependiendo del tipo de filtro a diseñar.

La síntesis del prototipo pasa-bajas se realiza en el dominio transformado mediante la imposición de las especificaciones para la banda de paso y la banda de rechazo, las cuales típicamente se definen mediante la máscara de atenuación y la pérdida de retorno en la banda de paso. En el caso de los filtros con únicamente polos de transmisión (sin ceros de transmisión en las bandas de rechazo), los elementos del filtro pueden ser evaluados analíticamente mediante el uso de tablas y fórmulas, una vez que se selecciona la característica específica de filtrado (Chebyshev, Butterworth, etc.). Si los requerimientos de selectividad implican ceros de transmisión en la banda de rechazo, se debe seleccionar una topología específica del filtro que implemente dichos ceros. Éstos típicamente se realizan mediante acoplamientos entre resonadores no adyacentes, o mediante resonadores parásitos adecuadamente introducidos en la estructura del filtro.

En este caso, la síntesis del filtro se hace más complicada, aunque están disponibles en la literatura varias referencias que describen posibles técnicas y métodos, algunas de las cuales están basadas en optimización.

Las redes prototipo sintetizadas que se emplean en el diseño de filtros de microondas típicamente emplean inversores ideales de impedancia o admitancia. Es posible obtener para el prototipo una topología ya sea serie o paralela, de acuerdo al tipo de inversor empleado (impedancia o admitancia). Los elementos reactivos son capacitores para la topología paralela, e inductancias para la topología serie. Los valores de los elementos reactivos se pueden elegir arbitrariamente (aunque usualmente se establecen unitarios), y los resultados de la síntesis son representados mediante los parámetros del inversor y mediante la inmitancia invariante en frecuencia conectada en serie o en paralelo con los elementos reactivos (estos se requieren en el caso de una respuesta asimétrica en frecuencia). Adicionalmente, las cargas externas generalmente se suponen iguales a 1.

En la Figura 1 mostramos una topología genérica del prototipo usando una representación simbólica: cada nodo azul representa a un elemento reactivo unitario (capacitancia o inductancia) en serie o en paralelo con una inmitancia invariante en frecuencia (Mii); los segmentos rectos representan los inversores (Mij).

El prototipo pasa-bajas puede describirse matemáticamente por la llamada matriz de acoplamientos normalizada M, la cual está constituida por los elementos definidos arriba (se supone que Mij = Mji). El orden de M es N + 2, siendo N el número de elementos reactivos en el prototipo (i.e., el orden del filtro). Notar que M es una matriz simétrica y real; en el caso de filtros síncronos con únicamente polos de transmisión (sin ceros de transmisión en las bandas de rechazo), sus elementos son iguales a cero excepto aquellos en las primeras dos subdiagonales (Mi,j+1). 

Publicado por: Jahir Alonzo Linares Mora

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Bibliografia:  www.mtt.org/dl/index.php?S12_Swanson.pdf